Рис. 7.11. Схемы копланарных волноводных линий передач: а - подвесной, б - перекрывающейся (оверлейной). Репродукция из книги J.Y. Park, C.W. Ваек, S. Jung, Н.Т. Kim, У. Kwon, Y.K. Kim, 2000, Novel mieromaehined coplanar waveguide transmission lines for applications in millimeter-wave circuits!). Journal of Applied Physics 39: 7120-7124 с разрешения Japanese Journal of Applied Physics

Зазор между металлическими линиями и подложкой позволяет уменьшить резистивные и диэлектрические потери. В работе (Park et al, 2000) описаны два варианта таких схем: подвесного и оверлейного копланарных волноводов. Измерения показали, что уровень вносимых потерь обычного копланарного волновода на частоте 50 ГГц составляет 2.65 дБ/см, подвесного - 1.9 дБ/см, а оверлейного - 1.25 дБ/см. На рис. 7.11 приведены схемы подвесного и оверлейного копланарных волноводов. Такие линии имеют консольную структуру, отделенную от подложки защитным слоем. Оба рассматриваемых волновода были сформированы на стеклянной подложке толщиной 560 мкм, на которую электролитическим методом нанесены компоненты из золота толщиной 3 мкм. Длина линий равна 1 см, а

расстояние между подложкой и поднятыми частями - 15 мкм.

На рис. 7.12 приведены экспериментальные зависимости вносимых потерь для трех типов копланарных волноводов: обычного, подвесного и оверлейного, определенные на частоте 50 ГГц. Из рисунка видно, что вносимые потери оверлейного волновода в два раза ниже, чем у традиционного. Причина этого заключается в уменьшении потерь в проводниках и подложке.

Рис. 7.12. Экспериментальные зависимости потерь от частоты, определенные для трех видов 40-омных линий передач. Репродукция из книги J.Y. Park, C.W. Ваек, S. Jung, Н.Т. Kim, Y. Kwon, Y.K. Kim, 2000, Novel mieromaehined coplanar waveguide transmission lines for applications in millimeter-wave circuits)). Journal of Applied Physics 39: 7120-7124 с разрешения Japanese Journal of Applied Physics

подвесной коплпнарны волновод

обычный копланарный

волновод 41-

1.25

оверлейный -копланарный

волновод J I-1 1

2.65

10 20 30 40 50

частота, ГГц

7.2.4. Компоненты экранирующих цепей

Простота изготовления и планарная природа, позволяющая интеграцию с последовательными и параллельными элементами схем, делают линии передач с ограниченным заземлением весьма полезными для использования в составе монолитных СВЧ ИС. Применяя микротехнологии, возможно построение однокристальных ИС, работающих в диапазоне миллиметровых волн и обладающих высокими рабочими характеристиками, низкой стоимостью и компактными размерами.

Возросший интерес к микротехнологиям и внедрению микросистем в состав ВЧ схем привел к бурному развитию компонентов, обеспечивающих сопряжение различных волноводов с планарными линиями передач. Для интеграции микросистем в печатные схемы и твердотельные системы необходима разработка переходных элементов для соединения: экранированных линий и заземленных копланарных волноводов (Weller, 1995), линий с ограниченным заземлением и микрополосоковых линий (Gildas, Katehi, Rebeiz, 1998), копланарных линий и волноводов (Becker, Katehi, 1999, Becker et al, 2001), элементов схемы линий с ограниченным заземлением (Goverd-hanam, Simons, Katehi, 1999, Herrick, Katehi, 1997, Margomenos et al.

2000, Ponchale, Downey, Katehi, 1997), двух подложек (Herrick, Katehi, 2000, 2001). На рис. 7.13 показана схема 75-ти омного переходного элемента, соединяющего экранированную линию с копланарным волноводом. Такие элементы, как правило, применяются в экранированных системах для ввода и вывода силовых проводов.

(заземленный) копланарный экран волновод Р^

мембрана

вариант А: i. = 1460, S= 50, И'= 125 вариант В: L = 3500, S = 30, И'= 80

Рис. ,ДЗ. Схема переходного элемента между экранированной линией и заземленным копланарным волноводом. Размеры указаны в микронах. Репродукция из книги Т.М. Weller, 1995, Micromachined High Frequency Transmission Lines on Thin Dielectric Membrane, PhD thesis. University of Michigan, Ann Arbor, MI, с разрешения University of Michigan

Ha рис. 7.14 показаны экспериментально полученные параметры матрицы потерь на рассеяние для двух переходных элементов, соединяющих экранированную линию с заземленным копланарным волноводом. Ширина центрального проводника равна 250 мкм, а ширина щели - 25 мкм. На кривой А волновод имеет следующие размеры: S = 50мкм, W = 125 мкм, L = 1460 мкм (см. рис. 7.13), а на кривой В - 5 = 30 мкм, W = 80 мкм, L = 3500 мкм.

Такие элементы, как угловые изгибы, фильтры, ответвления с открытыми и закороченными концами и некоторые другие компоненты экранированных линий, пригодны для работы в частотном диапазоне 10. ..70 ГГц (Weller, Katehi, Rescic, 1995). Разница между экранированной линией и линией, сформированной на подложке, заключается в том, что первая из них имеет большие размеры из-

за низкой диэлектрической проницаемости и использования тонкой диэлектрической мембраны. В дополнение к этому для экранированных линий можно получить широкий диапазон значений характеристического импеданса.

частота, ГГц

-Рис. 7.14. Экспериментальная зависимость параметров матрицы рассеяния от частоты, полученная для двух вариантов 75-ти омных переходных элементов между экранированной линией и копла-f нарным волноводом. Репродукция из книги Т.М. Weller, 1995, V- Micromachined High Frequency Transmission Lines on Thin Dielec- trie Membrane, PhD thesis, University of Michigan, Ann Arbor, MI, с разрешения University of Michigan

Ha рис. 7.15 показана схема переходного элемента: 50-73-106 Ом, в котором 106-ти омный участок представляет собой микрополоско-вую линию, сформированную на мембране. Ширина линий равна: А = 322 мкм, В = 122 мкм, С = 513 мкм.

На рис. 7.16 показан экранированный полосовой фильтр, использующий последовательность ответвлений с открытыми концами (Weller, 1995) Схема, показанная на рис. 7.16 а, соответствует случаю: L = 250 мкм, S = 50 мкм, W = 20 мкм. Мембрана и металлизация фильтра, стенки полости, вся нижняя плоскость заземления сформированы на трех частях кремниевой подложки. На рис. 7.166 показано поперечное сечение фильтра, где Н = 200 мкм, W\ = 320 мкм, W2 - 40 мкм.

А. /4 преобразователи

вид сверху

50 Ом

сигнальная линия

Рис. 7.15. Переходной микроэлемент на 50-73-106 Ом. Репродукция из книги Т.М. Weller, 1995, Mieromaehined High Frequency TVansmission Lines on Thin Dielectric Membrane, PhD thesis. University of Michigan, Ann Arbor, MI, с разрешения University of Michigan

вытравленный профиль

плоскость заземления

I

мембрана толщиной 1.4 мкм

регулировочный маркер

Рис. 7.16. Схема четырехсекционного экранированного полосового фильтра: а - металлизированная секция, б - поперечное сечение. Репродукция из книги Т.М. Weller, 1995, Mieromaehined High Frequency Transmission Lines on Thin Dielectric Membrane, PhD thesis. University of Michigan, Ann Arbor, MI, с разрешения University of Michigan

Ha рис. 7.17 показан делитель/сумматор мощности с центральной частотой 20ГГц, реализованный на мембране 8 х 8мм (Weller,

кремниевая опорная конструкция

73 Ом

мембрана

73 Ом

Рис. 7.17. Схема делителя/сумматора мощности, реализованного на мембране. Репродукция из книги N.I. Dib, L.P.B. Katehi, G.E. Ponchak, R.N. Simons, 1991, Theoretical and experimental characterization of coplanar waveguide discontinuities for filter allocations*, IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques 39(5); 874-882 с разрешения IEEE, ©1991 IEEE

7.2.5. Компоненты волноводов в микросистемах

Во многих современных устройствах связи и измерительных приборах используются волноводные компоненты, работающие в диапазоне миллиметровых волн, что объясняется их простотой изготовления и низким уровнем потерь. Однако для частот выше нескольких сотен ГГц требуются волноводы, размеры которых составляют доли миллиметра, что практически нельзя реализовать при помощи традиционных методов. Поскольку многие микроэлектронные системы работают именно в таком частотном диапазоне, необходимо разрабатывать соответствующие электронные и оптоэлектронные микро-

1995). Это устройство изготавливается на структурированной подложке методом вытравливания по размеченным линиям. В результате чего получается структура, в которой элементы схемы крепятся при помощи кремниевых опорных компонентов шириной 100 мкм. На рис. 7.18 представлен усилитель мощности для Ка-диапазона, выполненный в виде монолитной СВЧ ИС, обладающий усилением 5.2 дБ и выходной мощностью 0.85 Вт.